电子技术——B类输出阶

下图展示了一个B类输出阶的原理图，B类输出阶由两个互补的BJT组成，不同时导通。

原理

当输入电压 $v_I=0$ 的时候，两个晶体管都截止输出电压为零。当 $v_I$ 上升至超过+0.5V的时候，此时 $Q_N$ 导通，此时 $Q_N$ 作为射极跟随器。 $v_O=v_I-v_{BEN}$ 跟随电压 $v_I$ ，由 $Q_N$ 提供负载电流。同时 $Q_P$ 处于反向截止状态。

当 $v_I$ 下升至超过-0.5V的时候，此时 $Q_P$ 导通，此时 $Q_P$ 作为射极跟随器。 $v_O=v_I+v_{EBP}$ 跟随电压 $v_I$ ，由 $Q_P$ 提供负载电流。同时 $Q_N$ 处于反向截止状态。

B类输出阶的偏置电流为零，并且晶体管只在信号输入的时候导通，该电路也称为 推挽电路 ： $Q_N$ 负责正向时向 $R_L$ 推电流，而 $Q_P$ 负责负向的时候拉电流。

传导特性

下图是B类输出阶的传递曲线：

图中在零点的附近存在一段两个晶体管同时截止的区域，此时输出电压为零。我们称这段区域为 死区 ，这个现象称为 交越失真 ，其输出波形如下：

尤其是小信号输出的时候，交越失真的现象就会特别明显，对于音频系统会产生杂音。

能量转换效率

为了计算能量转换效率，我们忽略交越失真，并且输出是一个峰值为 $\widehat{V_o}$ 的正弦信号，则负载的平均功率为：

$$P_L=\frac{1}{2}\frac{{\widehat{V_o}}^2}{R_L}$$

两个电压源的输出电流都是峰值为 $\widehat{V_o}/\pi R_L$ 的半波，因此两个电压源的输出功率为：

$$P_{S+}=P_{S-}=\frac{1}{\pi }\frac{\widehat{V_o}}{R_L}{V}_{CC}$$

总电压源功率为：

$$P_S=\frac{2}{\pi }\frac{\widehat{V_o}}{R_L}{V}_{CC}$$

则能量转换效率为：

$$\eta =(\frac{1}{2}\frac{{\widehat{V_o}}^2}{R_L})/(\frac{2}{\pi }\frac{\widehat{V_o}}{R_L}{V}_{CC})=\frac{\pi }{4}\frac{\widehat{V_o}}{V_{CC}}$$

当 $\widehat{V_o}\simeq V_{CC}$ 的时候功率达到最大值为：

$${\eta }_{max}=\frac{\pi }{4}=78.5\%$$

这个值远高于A类输出阶的最大能量转换效率，并且此时负载达到最大功率：

$$P_{Lmax}=\frac{1}{2}\frac{V_{CC}^2}{R_L}$$

耗散功率

不像A类输出阶在静态点处耗散功率最大，B类输出阶在静态点处耗散功率为零，当输入信号的时候，平均耗散功率为：

$$P_D=P_S-P_L=\frac{2}{\pi }\frac{\widehat{V_o}}{R_L}{V}_{CC}-\frac{1}{2}\frac{{\widehat{V_o}}^2}{R_L}$$

由于电路的对称性我们知道， $Q_N$ 和 $Q_P$ 均使用一半的耗散功率 $\frac{1}{2}{P}_D$ 。因为 $P_D$ 依赖于 $\widehat{V_o}$ ，我们可以求得 $P_D$ 的最大值，上式是一个二次函数，在：

$$\widehat{V_o}{|}_{P_{Dmax}}=\frac{2}{\pi }{V}_{CC}$$

处达到最大值为：

$$P_{Dmax}=\frac{2V_{CC}^2}{{\pi }^2{R}_L}$$

能量转换效率为：

$$\eta =50\%$$

下图描述了B类输出阶的耗散功率曲线：

这样的曲线通常在IC类放大器的datasheet中给出。我们发现当输出电压超过 $\frac{2}{\pi }{V}_{CC}$ 的时候，随着输出电压的增大，耗散功率减小。但是带来的代价是增大了非线性失真，由于跟随器的单位增益，这个非线性失真无法用负反馈消除，因此对于THD较小的设备通常选择较小的输出电压。

减小交越失真

交越失真可以使用高增益的运算放大器加上负反馈减小，如图：

此时 $\pm 0.7V$ 的死区被缩短到 $\pm 0.7V/A_0$ 这个 $A_0$ 是运放的开环增益。尽管如此，运算放大器存在大信号爬升率的影响，尤其是在高频信号下，会引入额外的信号失真。一个完美的解决方案是使用AB类输出阶。

单电源方案

B类输出阶也可以使用单电源方案，使用电容进行耦合：